图3a给出了传统的PWM型D类输出LC滤波器，及其理想值。为简单起见，可假设扬声器负载具有理想的8Ω电阻，并且忽略电感的直流阻抗。通过一些简单的SPICE仿真便可得出问题所在。图3b给出了图3a中滤波器对差分输入信号的频率响应。给出了两个输出结点(FILT1，FILT2)相对于GND的响应曲线。图中给出的器件值在30kHz的频率以上具有理想的二阶滚降，以及理想的瞬态。音频带内群延迟特性在4µs内保持平坦。
图3. (a) 传统的差模无源LC滤波器，(b) 对于差分输入信号的频响，(c) 共模信号频响。
图3c给出了共模输入时同一滤波器的输出。同样，两个输出的响应曲线均相对于GND。输出结果(Y轴偏移)具有很大的尖峰，并具有明显的欠阻尼。结合共模信号下滤波器的等效电路(图4)，就很容易理解为什么会出现这一结果。由于仿真时采用理想匹配的电感和电容器，因此阻性负载上差分信号为零，因此不会LC元件不会出现任何衰减。L1与C1谐振(L2与C3同理)产生峰值。在时域内(图中未显示)，这种情况将会出现较大的过冲和振荡。注意，输入共模信号时，C2将引入一个零点。因此滤波器的截止频率(此时称作谐振频率可能更加准确)将高于差分输入时的截止频率。
图4. 共模输入下，图3a中传统LC滤波器的等效电路。
这时你或许会问，这样会有问题么？如果该频率下输出频谱共模能量为零，那么便没什么问题。然而，如果峰值频率与D类放大器开关频率正好相等，则扬声器和连线上将出现较大的输出电压幅度。同时，MAX9704的扩展频谱调制(SSM)模式将使欠阻尼滤波器在音频频带以上引入相当的噪声。扩展频谱模式是引脚可选的，此时高频开关能量为“白噪声”，可以通过逐周期随机调整开关时间降低噪声幅度。这种扩展频谱方案简化了无滤波应用中的EMI兼容性设计。
欠阻尼共模响应问题
针对上述共模问题的解决方案之一是保留图3a的基本结构，但增加抑制高谐振共模信号的阻尼元件。图5a给出了在两个输出节点和GND之间串联RC元件。如果应用中对效率的要求不是很高，可以在输出节点和GND之间仅连接一个电阻，但电容器C4和C5将有助于降低R1和R2上的额外功率损耗。C4和C5的值应权衡选取：一方面增大C4与C5值有助于R1和R2衰减尖峰，另一方面应减小C4和C5降低高音音频(高达20kHz)下的损耗。如果共模截止频率远大于差模频率，则很容易进行选择，例如只需增加C2相对于C1和C3的比率既可实现。增加共模截止频率，则可减小C4和C5的值，同时增大R1和R2的值，这样将降低R1和R2上的音频损耗。若共模截止频率太高，则电缆上的共模成分就会过多，因此，必须合理选择差分和共模的-3dB频点的比率。本案例的滤波器采用了1:5的比率。
图5. 在传统LC滤波器的每个输出端增加一个RC网络(a)，可以改进差分信号的频响(b)和共模信号的频响(c)。
图5b为图5a滤波器对差分输入的响应，图5c为共模输入的响应。注意：图5c中共模截止频率较高(-3dB带宽约为110kHz，差分输入为28kHz)，带有平缓且合理控制的尖峰。该截止频率远高于最高音频(也低于D类开关频率基波)，因此具有较好的效果。
