我们知道此尖峰电流是变压器的初级电感的分布参数引起，因此可以从变压器的初级绕组来进行分析，改变这个电容CP的大小就可以改变这个尖峰电流；最直接的是加大间隙来减少耦合，如果绕组只有单层也可以减少耦合；但对于低功率的应用是没法实现的；实际上我们方法就是采用经典的三明治绕法。当然如果对FLY电源的成本没有太高的要求：
比如变压器尽量选用Ae值大的（增大变压器的选用型号），使设计时绕组圈数变少减少层数，从而使层间电容变小。也可减少线与线之间的接触面，达到减少分布电容的目的。
注意：三明治绕法是把原边绕组分开对此尖峰就有改善，还能减少漏感。当然，无论怎样都不能完全避免分布电容的存在，所以这个尖峰是不能完全消除的。并且这个尖峰高产生的振荡，对EMI不利，实际工作影响倒不大。但如果太高可能会引起芯片过流检测的误触发。
因此所以的FLY－开关电源IC内部都会加一个200nS－500nS的前沿消隐时间来防止误触发，就是我们常见的开关电源IC的LEB功能。
在开关MOS关断时，Is电流波形上有个凹陷（如下图3的位置）理论依据是什么？怎么改善？
从上图可以看到；Is 是不等于Id的，Is ＝ Id＋Igs（Igs在关断时是负电流，Cgs的放电（关断）电流如下图）。
因此可以看到Id比Is大，是由于IS叠加了一个反向电流，所以出现Is下降拐点。显然要改善这个电流凹陷需要从不同的开关MOS管型号及驱动关断电流来进行对比分析。不同的开关MOS及驱动的关断电阻就会有不同的凹点，这也和EMI的设计有关系！
我们用示波器测试开关MOS管Id的电流波形（如图2处），开关MOS管关断时Id的电流为何会出现负电流？如下图：
注意MOS关断时：漏感能量流出给Coss充到高点（FLY漏感的能量不能传递到次级，此时漏感会与开关MOS的结电容形成谐振），即Vds到达反射尖峰的顶点上。到最高点后Lk相位翻转，Coss反向放电，这时电流流出，也就是Id负电流部份的产生（如果在开关MOS的DS间我们有并联的C4时：优化EMI－此Id的负电流会增大）。此负电流会增加开关MOS的发热！因此在电源和EMI的优化和可靠性的设计上，我们要达到一个平衡点。任何的设计要从实际的需求出发。产品可靠性第一位，再来最佳成本优化EMI的设计。
