3    调试中出现的问题及解决办法

该电源系统在调试过程中出现了以下问题：正激变换器和反激变换器在单独调试的时候非常正常，但是，在两路同时工作时却发生了相互之间的干扰，占空比发生振荡，变压器有啸叫声。

这个现象很明显是由两路变换器之间的相互干扰造成的。为了寻找骚扰源而做了一系列的实验，最终证实是由两路主电路之间的共模干扰引起振荡的。具体的实验过程过于繁琐，在这里就不描述了。

这些问题的解决方法有很多种。下面给出几种当时采用的解决方案，以及提出一些还可以采用的方案。

 1）在每个变换器的输出侧加共模滤波器    这样不仅可以减小对负载的共模干扰，并且对自身的控制电路也有好处。因为，输出电压经过分压后要反馈到控制电路中，如果输出电压中含有共模干扰信号，那么控制电路也会由此引入共模干扰信号。所以，在变换器的输出侧加共模滤波器是非常有必要的，不仅减小对负载的共模干扰，还会减小对控制电路的共模干扰。

 2）在反激变换器和正激变换器之间加一个共模滤波器    这样可以减少两路变换器主电路之间的传导干扰。因为，反激侧差模电流较小，所以，将共模滤波器放在反激侧，如图3所示。另外，为了防止两路电源之间的相互干扰，共模滤波器设计成π型，这样从每一边看都是一个共模滤波器。

图3    EMI共模滤波器

 3）将反激变压器绕组的饶法改成原—副—原—副—原—副的多层夹层饶法    采取该措施后变压器原副边的耦合更加紧密，使漏感减小，开关管上电压尖峰明显降低。同时共模骚扰源的强度也随之降低。在不采用解决方案2）时，采用本方案也解决了问题。而且，这种方法从根源上改善了电磁兼容性能，且绕组的趋肤效应和层间效应也都会改善，从而降低了损耗。但是，这种绕法是以牺牲原副边的绝缘强度为代价的，在原副边绝缘要求高的场合并不适用。

4）减慢开关的开通和关断速度    这样开关管上的电压尖峰也会降低，也能在一定程度上解决问题。但是，这是以增加开关管的开关损耗为代价的。

5）开关频率同步    两路变换器的工作频率都是100kHz，但是，使用两个RC振荡电路，参数上会有离散性，两个频率会有一定偏差。这样两路电源可能会产生一个拍频引起振荡。所以，也尝试了用一个RC振荡电路，一个PWM芯片由另一个PWM芯片来同步，这样可以保证严格的同频和同时开通，对减少两路电源之间的干扰会有一定好处。在这个电源系统中，采用的PWM芯片是ST公司的L5991芯片，可以非常方便地接成两路同步的方式，如图4所示。

图4    两片PWM芯片的同步

6）在二极管电路中串联一个饱和电感，减小二极管的反向恢复，从而减小共模干扰源的强度    在电流大的时候，饱和电感由于饱和而等效为一根导线。在二极管关断过程中，正向电流减小到过零时，饱和电感表现出很大的电感量，阻挡了反向电流的增加，从而也减小了二极管上电压尖峰。从电磁兼容的角度讲，是减小了骚扰源的强度。用这种方法抑制二极管的反向恢复也会造成一定的损耗，但是，由于使用的电感是非线形的，所以，额外损耗相对RC吸收来说还是比较小的。

 图5（a）是正激变换器在没有加饱和电感时续流二极管DR2的电压波形，较高的振荡电压尖峰是很强的骚扰源。图5（b）是正激变换器在加了饱和电感后的二极管电压波形，电压尖峰明显降低，从而大大减弱了该骚扰源的强度。

(a)    未串饱和电感    (b)    串饱和电感

图5    续流二极管电压波形

7）对反激变换器的主开关加电压尖峰吸收电路    尽管反激变压器绕组的饶法有很大的改进，漏感已减小。但是，由于反激变换器的变压器不是一个单纯的变压器，而是变压器和电感的集成，所以，要加气隙。加气隙后的变压器的漏感相对来说还是比较大的。若不加吸收电路，开关管上电压尖峰会比较高，这不仅增加了开关管的电压应力，而且也是一个很强的骚扰源。