图4是副边共模噪声通路的简化电路，使用屏蔽层的变压器由于屏蔽层与副边绕组较大的接触面积，其分布电容c 较原、副边间电容c印大，电容C h成为影响电磁干扰效果的主要参数
Vm、Vd作用下，电容Cpa、电容Cap和Cash的数值将影响噪声的大小，调整三个电容参数即可实现共模噪声调整iCM=iCMp-iCMs，当原、副边的噪声大致相等时，共模噪声可以在变换器内相互抵消而改善电磁干扰现象。
变压器结构的变化影响三个分布电容参数，因此改变变压器的结构和连接方式可以实现EMI特性的调整和抑制。
3 外加电容调整噪声通路阻抗改善共模噪声
通过调整外加电容可以控制共模噪声通路阻抗，实现传导共模噪声抑制。外加补充电容的位置取决于原边、副边共模噪声的大小。如图6所示，原边噪声iCMr,大时，外加电容位置如C dd 所示，通过c dd1降低副边噪声通路阻抗使副边噪声增大icM。一(c。 +C 。 +C 甜 )*dVa／dt，当副边噪声增大至与原边噪声大小相当时，共模噪声在变换器内部相互抵消，流经LISN阻抗的共模电流显著降低。
同理，当副边噪声较大时，补偿电容的位置如图6中的C。dd。，使原边阻抗降低而噪声 cM 增大，原、副边噪声达到平衡实现共模抑制。图6(b)给出了补偿电容的简化电路原理图。
本文以一台50w反激式开关电源作为实验平台，详细的高频变压器设计参数为
原副边匝比：Np：Ns=46T：15T
原边绕组：单根 φ0.36mm*2
副边绕组：5根 φ0.45mm*2
屏蔽铜箔厚度：0.025mm
采用原边、副边、原边的三明治绕制方式，原、副边间用铜箔屏蔽，屏蔽层接原边母线。三明治绕法中原、副边的两层相邻处均采用了屏蔽层屏蔽，副边到屏蔽层较大的接触面积造成分布电容C 。h较大，因此本实验中补偿电容的位置如图6的所示。
图7是该电源的共模传导噪声频谱图，当补偿电容c dd2分别取5pF、10pF、15pF、20pF时，其补偿效果如图中的不同包络线所示。补偿电容使共模噪声水平明显降低，当补偿电容由5pF增加至10pF时取得最好的补偿效果；但是随着补偿电容继续增大，原边噪声逐渐补偿过度，补偿效果开始恶化且噪声整体表现为原边噪声。
由噪声频谱图可以发现，补偿电容对低、中频段效果比较明显，在高频段补偿的效果不太明显。这是因为补偿电容使变压器内的电容增大，高频下噪声的相位关系比较复杂，导致补偿电容失去噪声调整效果。
