2）采用RCD缓冲电路，吸收变压器原边漏感产生的尖峰，减小MOS管的应力，同时减小EMI。当开关管关断时，变压器漏感能量转移到电容C上来，然后由电阻R将这部分能量消耗。图7（a）及图7（b）分别为加入吸收电路前后开关管漏源电压波形，实验结果表明该电路可进一步吸收漏感Lp（线路寄生电感）和开关管结电容形成的电压尖峰。

　3.5.2 针对变压器二次侧续流回路

　　在续流二极管D旁并联RC吸收电路，同时与续流二极管D串接可饱和磁芯电感Ls，如图8所示。可饱和磁芯线圈在通过正常电流时磁芯饱和，电感量很小，不会影响电路正常工作；一旦电流要反向流过时，磁芯线圈将产生很大的反电势，阻止反向电流的上升，因此，将它与二极管D串联就能有效地抑制二极管的反向浪涌电流。一种小型磁环，可以直接套在二极管的正极引线上，使用很方便。

　　图9（a）及图9（b）分别是续流电路采取相应措施前后的续流二极管电压波形，可见对抑制电压过冲效果明显。

　　3.5.3 针对变压器的漏感

　　在反激式拓扑中，可将变压器等效为理想变压器和原边激磁电感的并联。为了传送足够的功率，变压器必须添加气隙，以便在磁路中储存能量，因而磁漏一般都较大。在实际绕制变压器时，采取了三明治绕法以减小漏感。以其中一组变压器为例，最里一层为原边绕组，第二、三层是副边，最外一层仍是原边。这种绕法增强了原副边的耦合程度，减小了变压器漏感，这样可以减小开关管上的尖峰电压，由散热器回路产生的共模干扰也会大幅度降低。三明治绕法的缺点是原边绕组从内层到外层穿越了中间的副边绕组，在变压器中轴端侧绝缘性能大大降低，对于耐高压实验是不利的，因而多用在对绝缘性能要求不高的场合。

　　3.6 反馈环节的调整

　　在电路调试中，反馈环节调整至关重要，EMI往往是造成反馈环节特性差，电路出现振荡的主要原因。由于使用的是电流峰值控制，反馈包括电压和电流反馈。比如，在电流采样电阻端添加的RC滤波网络，是一个低通滤波网络，示波器观察，添加前后，开关管开通瞬间的电流毛刺降低了约3/4。而电压反馈开始也采用了RC分压滤波网络，即在电阻分压网络的接地电阻侧并联滤波电容，容值约为PI调节环电容值的1/10。

　　调试过程中，曾发生由于接地的不当，使在控制部分和主功率地之间存在分布的共模阻抗，导致电压输出端的共模噪声通过共模阻抗传导入控制芯片的地，造成占空比丢失，负载调整率不高等问题。当在输出端接入共模EMI滤波器后，情况大为改观，振荡消失。可见在输出端接入共模滤波器作用明显。在PCB制版中经过对地线的改进，采用星状铺地后，便大大降低了共模噪声的传导途径，即使不接入该滤波器，经过反馈环节自身的PI调整，变换器也同样趋于稳定。

　　4 结语

　　上述的一些方法是针对一个具体的电源，从减小干扰源和切断干扰途径来进行分析研究的。由于电路拓扑采取的是硬开关电路，EMI的问题是其比较难以解决的问题。应当说明的是，尽管软开关工作方式较之硬开关工作方式对减小开关管的电流和电压应力效果是显著的，但由于实现软开关的方式存在多种途径，其中一些途径引入的有源及无源元器件在特定工作状态和本身杂散参数的影响下，亦会成为EMI源，同样不可忽视。因而是否采用可以降低开关应力的软开关电路，尚须有关试验结果来证实。

　　另外，由于该开关电源存在两组并联的情况，各组之间存在未知的干扰，究竟是共模还是差模，需要在实验中比较检验。况且控制电路没有采用同步方式，不同步的开关相位引起的相互的干扰更加不可预料，有待进一步研究。