3.4 减弱外部电磁场干扰

　　设计合理的EMI滤波器。EMI滤波器除能衰减开关电源对电网的EMI之外，还能够衰减电网引进的部分瞬态干扰。需要强调的是，增加安全地(PE)对衰减共模电流，抑制外界瞬态干扰十分必要。

　　如图6所示，在交流进线端并联高频CBB电容Ca（2.2nF）和压敏电阻(VSR)对瞬态电压进行箝位。

　　除了对电路采取局部屏蔽措施外，在调试过程中还使用了整体屏蔽罩，以降低辅助电源子系统对外界的电磁辐射干扰。接入屏蔽罩的输入、输出引线（屏蔽线）应当尽量短，并且要妥善接地。

　　3.5 减弱电压瞬变和电流瞬变

　　从上述分析可知，EMI的强度都和dv/dt和di/dt成正比。而由变压器漏感和二极管反向恢复等引起的电压、电流的过冲和振铃相比开关周期非常的窄，会造成强的宽频的瞬态电磁噪声。因此，在实验过程中，有针对性地对电路各部分的电压、电流的过冲和振铃进行了抑制。

　　3.5.1 针对开关管

　　1）考虑减慢MOS管的开关速度，采取增大门极驱?电阻，减小驱动电流来实现。但是要注意适度，因为开关速度越慢，MOS管的开通时间、关断时间都相应延长，开关损耗随之增大，会造成开关管过热，使变流器效率降低。

　　2）采用RCD缓冲电路，吸收变压器原边漏感产生的尖峰，减小MOS管的应力，同时减小EMI。当开关管关断时，变压器漏感能量转移到电容C上来，然后由电阻R将这部分能量消耗。图7（a）及图7（b）分别为加入吸收电路前后开关管漏源电压波形，实验结果表明该电路可进一步吸收漏感Lp（线路寄生电感）和开关管结电容形成的电压尖峰。

　3.5.2 针对变压器二次侧续流回路

　　在续流二极管D旁并联RC吸收电路，同时与续流二极管D串接可饱和磁芯电感Ls，如图8所示。可饱和磁芯线圈在通过正常电流时磁芯饱和，电感量很小，不会影响电路正常工作；一旦电流要反向流过时，磁芯线圈将产生很大的反电势，阻止反向电流的上升，因此，将它与二极管D串联就能有效地抑制二极管的反向浪涌电流。一种小型磁环，可以直接套在二极管的正极引线上，使用很方便。

　　图9（a）及图9（b）分别是续流电路采取相应措施前后的续流二极管电压波形，可见对抑制电压过冲效果明显。

　　3.5.3 针对变压器的漏感

　　在反激式拓扑中，可将变压器等效为理想变压器和原边激磁电感的并联。为了传送足够的功率，变压器必须添加气隙，以便在磁路中储存能量，因而磁漏一般都较大。在实际绕制变压器时，采取了三明治绕法以减小漏感。以其中一组变压器为例，最里一层为原边绕组，第二、三层是副边，最外一层仍是原边。这种绕法增强了原副边的耦合程度，减小了变压器漏感，这样可以减小开关管上的尖峰电压，由散热器回路产生的共模干扰也会大幅度降低。三明治绕法的缺点是原边绕组从内层到外层穿越了中间的副边绕组，在变压器中轴端侧绝缘性能大大降低，对于耐高压实验是不利的，因而多用在对绝缘性能要求不高的场合。

　　3.6 反馈环节的调整

　　在电路调试中，反馈环节调整至关重要，EMI往往是造成反馈环节特性差，电路出现振荡的主要原因。由于使用的是电流峰值控制，反馈包括电压和电流反馈。比如，在电流采样电阻端添加的RC滤波网络，是一个低通滤波网络，示波器观察，添加前后，开关管开通瞬间的电流毛刺降低了约3/4。而电压反馈开始也采用了RC分压滤波网络，即在电阻分压网络的接地电阻侧并联滤波电容，容值约为PI调节环电容值的1/10。

　　调试过程中，曾发生由于接地的不当，使在控制部分和主功率地之间存在分布的共模阻抗，导致电压输出端的共模噪声通过共模阻抗传导入控制芯片的地，造成占空比丢失，负载调整率不高等问题。当在输出端接入共模EMI滤波器后，情况大为改观，振荡消失。可见在输出端接入共模滤波器作用明显。在PCB制版中经过对地线的改进，采用星状铺地后，便大大降低了共模噪声的传导途径，即使不接入该滤波器，经过反馈环节自身的PI调整，变换器也同样趋于稳定。