4)     应用过载补偿

在高线路输入电压(265 V_rms)时，由于传播延迟，我们可以计算出峰值电流为：

开关频率为：

故高线路输入电压时的功率能力为：

接下来要计算所需的过载保护电压。

因此，可以计算出：

根据电阻分压器的相关公式，以及选择下部分压电阻(R_opl)为1 kΩ及过零检测电阻(R_zcd)为1 kΩ，可以计算出上部分压电阻(R_opu)为223  kΩ。

5)     选择启动电阻及启动电容

启动电阻有两种连接方式，一是连接至大电容(C_bulk)，二是连接至半波电路。启动电容的计算必须配合电源在V_CC下降V_CC(off)之前关闭环路，相应计算出的C_Vcc为3.9 µF，我们实际选择的电容是4.7 µF。需要给C_Vcc充电的电流I_Vcc为28.5 µA。

如果选择的是连接大电容，则启动电阻R_startup为2.76 mΩ，相应的功率耗散为55 mW；如果选择的是半波连接，则计算得启动电阻为880 kΩ，相应的功率耗散为16 mW。由此观之，半波连接大幅降低启动电阻的功率耗散。

 6)     应用同步整流

次级端的高均方根电流会导致输出二极管损耗增加。我们以极低导通阻抗的MOSFET MBR20H150来替代二极管，从而提升能效及降低轻载和待机时的能耗。

 相应地，可以计算60 W准谐振转换器的同步整流功率损耗为：体二极管损耗(P_Qdiode)为7 mW，MOSFET损耗(P_ON)为1 W，总同步整流总开关损耗近似为1 W。相比较而言，使用MBR20200二极管时的总损耗为2.6 W，即采用MOSFET来替代二极管时节省损耗约1.6 W。

 性能测试

基于安森美半导体NCP1380B构建的19 V、60 W准谐振适配器的电路图如图4所示。在启动时间方面，启动电阻连接至大电容时，测得启动时间为2.68 s；启动电阻连接至半波时，测得启动时间为2.1 s。

图4：基于安森美半导体NCP1380准谐振控制器的60 W适配器电路图

 另外，我们也测试了这电路板在115 Vrms和230 Vrms条件下不同负载时的能效，参见表1。通过表1可以看出，115 Vrms时25%、50%、75%和100%负载条件下的平均能效高达87.9%，230 Vrms时25%、50%、75%和100%负载条件下的平均能效也达87.7%，超过“能源之星”2.0版外部电源工作能效要求。此外，轻载条件下的能耗也极低，能够帮助节省电能。

表1：115 Vrms和230 Vrms条件下不同负载时的能效测试结果

 另外，通过改进电路，还能进一步提升能效及降低能耗。例如，在极低输出负载时，可以采用特殊电路来移除TL431偏置抑制电路，从而降低持续消耗功率的启动电阻的能耗。另外，在轻载时结合移除TL431和NCP4302偏置抑制电路，还可进一步提升能效，使典型负载条件下的平均能效增加至高于89%，而空载条件下的能耗也大幅降低，其中115 V_rms时为62 mW，而230 V_rms时为107 mW。

 总结：

本文探讨了准谐振转换器的基本特点、存在的问题及不同的解决方法，介绍了基于带谷底锁定准谐振和VCO两种工作模式的最新准谐振控制器NCP1379和NCP1380的工作原理及关键保护特性，并简要分析了其应用设计过程。测试结果显示，这两款准谐振控制器能用于设计更高工作能效和极低待机能耗的准谐振适配器，满足相关能效标准的要求。值得一提的是，优化电路后还能进一步提升能效及降低能耗，有助于满足更严格能效标准要求。