3    实验及结果

    实验采用了一台5kW/50Hz艇用逆变器的单端反激辅助电源作为实验平台。交流调压器的输出经过LISN送入整流桥，整流后的直流输出作为反激电路的输入。多点测得开关管集电极对实验地（机壳）的寄生电容大约为80pF，鉴于实验室现有的电容元件，取用了一个100pF，耐压1kV的瓷片电容作为补偿电容。一接地铝板作为实验桌面，LISN及待测反激电源的外壳均良好接地。图6是补偿绕组电压和原方绕组电压波形。补偿绕组精确的反相重现了原方绕组的波形。图7是流过补偿电容的电流和开关管散热器对地寄生电流的波形。从图7可以看出，补偿电流和寄生电流波形相位相差180°，在一些波形尖刺方面也较好地吻合。但是，由于开关管的金属外壳为集电极且与散热器相通，散热器形状的不规则导致了开关管寄生电容测量的不确定性。由图7可见，补偿电流的幅值大于实际寄生电流，说明补偿电容的取值与寄生电容的逼近程度不够好，取值略偏大。图8给出了补偿电路加入前后，流入LISN接地线的共模电流波形比较。经过共模抑制电路的电流平衡后，共模电流的尖峰得到了很好的抑制，实验数据表明，最大的抑制量大约有14mA左右。

图6    补偿绕组电压和原方绕组电压波形

图7    补偿电容电流和对地寄生电流波形

图8    补偿前后流入LISN地的共模电流波形（电流卡钳系数：100mV/A）

    图9是用Agilent E4402B频谱分析仪测得的共模电流的频谱波形。可见100kHz到2MHz的频率范围内的CM噪声得到了较好的抑制。但是，在3MHz左右出现了一个幅值突起，之后的高频段也未见明显的衰减，这说明在高频条件下，电路的分布参数成了噪声耦合主要的影响因素，补偿电路带来的高频振荡也部分增加了共模EMI噪声的高频成份。但从滤波器设计的角度来看，这并不太多影响由于降低了低次谐波噪声而节省的设备开支。若是能较精确地调节补偿电容，使其尽可能接近寄生电容Cpara的值，那么抑制的效果会在此基础上有所改善。

图9    补偿前后流入LISN地的CM电流频谱比较

4    此技术的局限性

    图10中的（a），（b），（c），（d）给出了噪声抑制电路无法起到正常效用时的电压、电流的波形仿真情况。这里主要包含了两种情况：

    第一种情况是在输入电容的等效串联电感（ESL）上遇到的。电感在整个电路中充当了限制电流变化率di/dt的角色，很显然LISN中大电感量的串联电感限制了变换器电源作为电流源提供的能力。因此，这些脉动电流所需的能量必须靠输入电容来供给，但是输入电容自身的ESL也限制了它们作为电流源的能力。ESL愈大，则输入端电容提供给补偿变压器所需高频电流的能力愈受限制。当ESL为100nH时，补偿电路几乎失效。图10（a）中虽说补偿电压与寄生CM电压波形非常近似，但是图10（b）中却很明显看出流过补偿电容Ccomp的电流被限制了。