2.2.2    STIL02驱动器电路元件的选择

    由L6561控制的有源PFC预调节器工作在临界模式。升压电感器数值L=850μH，在采用THOMSON-CSF B1ET2910A（ETD29mm×16mm×10mm）或OREGA 473201A8磁芯（气隙长度为1.25mm）时，初级线圈绕组（采用10×0.2mm绞合线）N₁=90T。

    1）辅助绕组匝数N₂的确定

    升压电感器辅助绕组匝数N₂可利用式（3）来计算，即

    N₂=（3）

式中：k=5，用作减小电容器C₃两端的纹波电压；

      V_out=400V，V_pt(max)=V_DC(pt1)(max)=1V，二极管D₁的正向压降V_D1=V_D2=0.7V。

    根据式（3），N₂=2.62T，选择N₂=3T。

    2）计算电容C₁和C₂的容值 
 

    PFC升压变换器在通用的AC 85～265V输入电压下工作，电容C₁和C₂的容值由式（4）确定，即

    C₁=C₂>=?（4）

式中：(I_pt1(max)＋I_pt2(max))=20mA；

      85V为最低AC线路电压峰值。

    将相关数据代入式（4），得C₁=C₂=210nF。考虑到±20％的离差，可选择C₁=C₂=330nF。

    3）计算电阻R₃的数值

    PFC升压变换器在临界模式下操作，开关频率不是固定的，而是变化的。R₃的阻值选择应保证在最高开关频率（350kHz）时充分充电，所以，R₃的电阻值应尽量小一些。在AC线路电压过零附近，开关频率最高。R₃的选择可由式（5）确定，即

    R₃<=?（5）

    将C₁=330nF和f_s(max)=350kHz代入式（5）得R₃=0.29Ω，选择R₃=0.33Ω的标准电阻。

    4）R₁和R₂的选择

    R₁和R₂用作平衡STIL02两个单向开关的引导控制电流。R₁和R₂不应超过式（6）确定数值，即

    R₁=R₂≤（6）

    将已知数据代入式（6）得R₁=R₂=854Ω，选择R₁=R₂=820Ω。

    5）电容器C₃的选择

    当PFC电路在AC线路电压接近零时大约1ms的时间内不工作时，要求C₃仍能为STIL02提供足够的能量，则C₃应不低于式（7）确定的容值，即

    C₃≥（7）

式中：死区时间t_dead=1ms。

    根据式（7）计算的结果，C₃≥8.2μF。

    当AC线路电压过低持续时间t_brownout结束之前，为激活浪涌电流限制功能，STIL02中的开关应当断开。这就要求C₃容值应不超过式（8）确定的数值，即

    C₃≤（8）

    通常选择t_brownout=20ns。由于R₁=820Ω，C₁=220nF，因此C₃≤16μF。

    根据式（7）和式（8）计算的结果，可以选择C₃=10μF，便可以满足t_dead和t_brownout两个条件。

    6）二极管D₁和D₂的选择

    二极管D₁和D₂通过的电流都较小，所施加的反向电压也不高，选择BA149足可以满足要求。

3    结语

    基于半可控整流桥（HCRB）拓扑结构的STIL器件，与NTC热敏元件等组成浪涌电流限制电路（ICLC）具有诸多优点。事实上，STIL中的单向开关，是采用专门ASDTM工艺集成的高性能SCR，在其控制极电流（I_gt）、dv/dt和反向漏电流（I_k）三个参数之间实现了较理想的折衷。这种单向开关的反向功耗是传统HCRB电路中使用的分立非灵敏SCR（触发电流为几个mA）反向功耗（约900mW）的1/100，抗瞬态电压冲击能力（dv/dt）比灵敏SCR（触发电流为几十μA，dv/dt仅约10V/μs）高50～100倍。与独立使用NTC热敏电阻比较，功率损耗大大地降低。当STIL用于80W变换器时，效率比单独使用NTC热敏电阻约提高1.5％。